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傳統(tǒng)的電源設計方法過多地強調(diào)對輸出電容的選擇和布局，以滿足嚴格的紋波和噪聲要求。客戶愿意為高性能部件花錢，但從目前來看，總是被忽略的輸入電容對于降壓轉(zhuǎn)換器設計的成功來說更為重要。其高頻特性和布局將決定設計是否成功。事實上，設計人員在選擇和布局輸出電容時有很大的自由度。即便是為了滿足輸出噪聲要求，選擇和布局輸入電容也很重要。

輸入電容的相關應力比輸出電容要大，這主要表現(xiàn)在兩個方面：輸入電容會承受更高的電流變化率，其布局和選擇對限制主開關電壓應力以及限制進入系統(tǒng)的噪聲至關重要；另外，其更高的均方根(RMS)電流應力和潛在的組件發(fā)熱使得這種選擇對整體可靠性而言尤為關鍵。

電流的快速變化率

應力的第一個方面是快速電流變化率，即dI/dT，其表現(xiàn)為所有內(nèi)部或雜散電感的電壓。這會給輸入電容供電運行的開關或鉗位二極管帶來過電壓應力，并將高頻噪聲輻射到系統(tǒng)中。

高側(cè)降壓開關關閉時電流為零，開啟時為滿負載電流。輸入電容會承受一個從零到滿負載的方波電流?，F(xiàn)代MOSFET以及隨后旁路電容中的電流上升時間，均為5ns數(shù)量級。這種快速的電流變化率(dI/dT)，乘以總雜散電感(L)，在降壓開關上形成電壓尖峰。另一方面，輸出電容承受的電流波形，經(jīng)輸出扼流圈平流并受扼流圈峰至峰電流限制。一般而言，輸出扼流圈紋波電流被設計限定到滿負載電流的40%或更小電流。

就500kHz、10%占空比下運行的降壓轉(zhuǎn)換器而言，其意味著40%負載電流的上升時間為200ns。也就是說，5ns上升100%與200ns?上升40%相比，電流變化率高100?倍；就給定電感的電壓而言，情況也是如此。對一些高占空比或低輸出扼流圈紋波電流的設計來說，這種比率遠不止100倍。

電容中的RMS電流

應力的第二個方面是RMS電流。該電流值平方后并乘以相關電容的等效串聯(lián)電阻(ESR)后得出的結(jié)果，是熱量。過熱會縮短組件壽命，甚至引發(fā)災難性的故障。

輸?入電容的RMS電流，等于負載電流去乘(D*(1-D))的平方根，其中D為降壓開關的占空比。就5V輸入和1.2V?輸出而言，D約為1/4，而RMS電流為43%輸出電流。在同步整流的12V輸入和1V輸出情況下，D約為1/10，而RMS電流為輸出電流的30%。另一方面，輸出電容電流(鋸齒形)的RMS電流，等于電感的峰至峰紋波電流除以√12。對于一種40%負載電流電感峰至峰紋波電流的降壓設計來說，輸出電容的RMS電流只是輸出電流的12%，即比輸入電容電流小?2.5倍。

電容電感和ESR

表面貼裝陶瓷電容的一般封裝尺寸從0603到1210(公制尺寸1608到3225)不等。通過?AVX?應用手冊，我們知道電感一般大約為1nH。就一般2917(公制尺寸7343)封裝尺寸的芯片型鉭電容和電解質(zhì)電容而言，電感約為4到7?nH。其中，導線尺寸起了很重要的作用。

1210封裝尺寸、6.3V到16V額定電壓陶瓷電容的ESR約為1到2?mΩ。芯片型鉭電容具有一個50到150mΩ的典型ESR范圍。這就決定了防止過熱的最大允許RMS電流。盡管1210封裝尺寸的陶瓷電容可應對3A?RMS，但是最佳鉭電容尺寸1210只能處理0.5?A的電流，而更大的2917尺寸則可以處理約1.7A的電流。最近，一種多陽極鉭電容已開始供貨，其電感和電阻降低了一半。

圖1

設計考慮

設計實例(請參見圖1)所示電路，是一個6A電流下?1.2V到12V輸入電壓的電路。它使用一個運行在300kHz的控制器(TPS40190)。用戶優(yōu)先考慮的，是低成本和簡單的材料清單(BOM)。輸入和輸出電容的給定標準，為1210封裝的22μF、16V陶瓷電容。這些電容可以處理3A?RMS，并且發(fā)熱最小。就輸入電容而言，用戶一般不關注電壓紋波，而只關心電流是否過高。輸入電壓達到5V最小值，而且占空比為Vout/Vin或?0.25時，最壞情況發(fā)生。RMS電流為Iout×√(D×?(1-D))或2.6?A。

圖2

設計時，輸出紋波電壓定在20mV峰至峰(pp)以下。輸出電感值選定為2.2μH，從而將峰至峰紋波電流限定為1.8A，也即滿負載的30%。針對低ESR和電感輸出電容的輸出紋波電壓(Vpp)為峰至峰電流(Ipp)除以輸出電容(Cout)和2π以及開關頻率(F)三者的乘積，即Vpp?=?Ipp/(2π×F×Cout)。假設一個Vout正常值?80%的電容占20%的容差，則需要三個電容。

圖3

測試重點與討論

峰值–峰值輸入紋波電壓約為200mV(參見?圖3)，比輸出紋波電壓(參見圖2)大10?倍。如果使用三個輸入電容而非一個，則輸入紋波電壓仍然比輸出紋波電壓大3?倍以上。一些客戶要求嚴格地將輸入紋波電壓控制在100mV以下，由于系統(tǒng)噪聲問題，會要求使用三個輸入電容。另外，相比近正弦波輸出紋波，輸入電壓波形具有更多鋸齒形。因此，其高頻諧波更多。由于紋波要求一般以20MHz帶寬測量設置作為標準，所以并不能看見全部的電容雜散電感影響。

主電源開關影響

使用一個470μF鋁電解質(zhì)電容替代22μF陶瓷輸入電容后，圖1所示Q4上的峰值電壓應力會從26V增加到29V，正好低于其?30V額定值。另外，轉(zhuǎn)換器的效率會從85.4%降至83.1%，這是因為額外的234mW輸入電容ESR損耗。使用一個單22μF?陶瓷電容，但同時電源開關的距離增加0.5英寸(1.2厘米)，這時我們看到峰值開關電壓出現(xiàn)相同上升，而效率并未下降。

在不同客戶的類似?設計上，我們看到輸出上存在巨大的噪聲峰值(高達80mV)。貼近主開關添加一個22μF電容可消除這些峰值。

布局指南

圖4?顯示了一個接近最佳化的布局實例，其中，輸入旁路電容C1和C2(均為?1206尺寸)橋接高側(cè)Q1漏極和低側(cè)Q2源(均為大金屬漏極焊盤SO-8尺寸)。

圖4

將低電感旁路電容鄰近主降壓電源開關(非同步轉(zhuǎn)換器時為開關和鉗位二極管)?放置非常關鍵，其目的是為了減少組件應力和高頻噪聲。表面貼裝陶瓷電容最符合這種要求。相比輸入電容，輸出電容及其串聯(lián)電感的確切位置并不那么重要。升壓轉(zhuǎn)換器中，輸入和輸出電容的作用相反，這是因為輸出電容中輸入電流和大開關電流的電感平流。